反激变换器辅助电源基本设计关系.doc

,电路简单,元件少,但效率一般在75%。本文试图找到MIP162和TOPswitch系列组成的辅助电源的较合理的设计方法。原理反激变换器电路如图1所示。它是由功率开关S、变压器T、输出整流管D2和输出滤波电容组成。D1和Dz组成尖峰抑制电路。电路可以工作在电感安匝连续或/,首先研究电感安匝连续模式。一、安匝连续原理所谓安匝连续是整个开关周期内,磁芯总安匝没有停留在零安匝时间。电路进入稳态,初级电流波形如图2(a)所示。当晶体管S导通时,初级电流线性增长,有(1)电源Ui向电感储能,由输出电容向负载供电。i1i1maxTi1min0ti2TonTof0t(a)i10ti20t(b)i10ti20t(c)图2安匝连续(a)、和临界连续(b)和断续(c)电流波形晶体管S关断时,电感能量不能突变,变压器各线圈感应电势反号,同名端为负,迫使二极管D2导通,电感能量转为电场能量向负载放电和向电容充电。设电容电压变化很小,次级电流变化量(2)在稳态时,转换瞬间变压器应满足因此(3)式中N1、N2分别为变压器初、次级匝数;L1和L2分别为初、次级电感量。设变压器没有漏感,应有(4)由式(1)和式(2)联解,考虑到式(3)和式(4)得到或(5)式中n=N1/=Ton/T为占空度。电感电流(安匝)连续时,输出电压与输入电压的关系如式(5),输出电压与负载无关。器件选择在电路设计时,首先应当知道变压器的电感量。电感由临界连续电流决定。临界连续时,在晶体管关断瞬时,次级电流刚好下降到零。临界连续是连续的特例。临界电流为一般取临界电流IG=,即额定输出电流的10%,考虑到效率η、Po=Io×Uo和式(5),则电流连续需要的电感量为(6)即输出功率为输入电流平均值(7)当电感电流连续时(图2(a)),晶体管流过电流的峰值(8)次级峰值电流,即二极管峰值电流(9)因为脉动分量是脉冲中值的1/5,有效值忽略脉动分量。变压器初级电流的有效值为(10)次级电流有效值(11)次级交流电流有效值(12)晶体管在截止时承受的电压(式(5))(13)由式(5)可见,输入电压变化时,通过调节占空比达到输出电压的稳定。输入电压最高Uimax时,最小占空比为(14)由式(13)可以看到晶体管承受的电压应当小于其击穿电压。一般反激变压器漏感较大,尽管采用缓冲和箝位措施,还可能有杂散电感引起的尖峰,通常选择晶体管的耐压(15)如果已经选择了晶体管,击穿电压已知,因此在最高输入电压时由式(8)得到最小占空比必须满足(16)如果空载进入断续状态,开关管承受的电压为(16a),由式(13)可见,要求晶体管的耐压接近3倍。如果晶体管选定,选择最小占空比Dmin应当大于芯片的最小占空比Dcmin。因此,变压器变比(17)一般根据输出功率决定开关频率f;选择额定输入电压时占空度D;根据输入或输出最低电压估计效率η。根据这些参数就可以选择元器件参数。次级峰值电压(18)如要求输出纹电压为ΔUpp,要求滤波电容的Resr((ESR)为(19)根据式(6)选择初级电感;由式(8)和(13)选择功率开关管;由式(11)的I2/(18)选择输出整流管;根据式(19)和(12)选择电解电容。同时如果已知PWM芯片最大占空度,就可以由式(5)求得最低可能的输入电压Uimin。占空比一般选择D=,变比n加大(式(5)),初级电感加大(式(6)),初级峰值电流减少(式(8)),功率管电流定额下降,但电压定额提高(式(15));次级峰值电流(式(9))和有效值电流(式(11))增大,引起输出二极管,输出电容体积加大;但二极管电压定额降低(式(18))。反之,以上结果也相反。有时最大占空度受芯片最大占空度限制。权衡利弊,一般在额定输入时选择D=。如果宽输入范围,在最低输入电压时选择芯片最大占空度Dmax,同时检查在最高输入电压时大于控制芯片最小占空度Dmin。一旦选择Dmax,UiminDmax=U’=常数,就可以决定初级电感量。二、安匝断续恒频安匝连续模式的反激变换器输出电流继续下降就进入断续模式。断续模式次级电流持续时间小于开关管截止时间。变换器工作在断续模式,晶体管零电流导通,输出整流二极管零电流关断。与连续模式比较,功率开关管关断电流比连续模式大许多倍,关断损耗增大,同时漏感引起的损耗也加大。但断续模式需要较小的电感,动态响应好,是小功率电源中经常采用的拓扑。输出电