逆变器滤波器参数设置.doc

滤波特性分析输出滤波方式通常可分为:L型、LC型和LCL型,滤波方式的特点比较如下:(1)中的单L型滤波器为一阶环节,其结构简单,可以比较灵活地选择控制器且设计相对容易,并网控制策略不是很复杂,并网容易实现,是并网逆变器常用的滤波方式。缺点在于其滤波能力有限,比较依赖于控制器的性能。(2)中的LC型滤波器为二阶环节,C的引入可以兼顾逆变器独立、并网双模式运行的要求,有利于光伏系统功能的多样化。然而,滤波电容电流会对并网电流造成一定影响。(3)中的LCL型滤波器在高频谐波抑制方面更具优势,在相同高频电流滤波效果下,其所需总电感值较小。但因为其为三阶环节,在系统中引入了谐振峰,必须引入适当的阻尼来削减谐振峰,这就导致了其控制策略复杂,系统稳定性容易受到影响。当三相光伏逆变器独立运行时,一般均采用LC型滤波方式。并网逆变器的滤波器要在输出的低频段(工频50Hz)时要尽量少的衰减,而要尽量衰减输出的高频段(主要是各次谐波)。采用伯德图来分析各种滤波器的频域响应。[1]一般并网逆变器滤波部分的电感为毫亨级,电容为微法级,这里电感值取1mH,电容取100uF,,在研究LCL滤波器时,取电感值为L1=L2=,电阻R1=R2=。对于单电感滤波器,以输入电压和输出电流为变量,并且实际的电感中含有一定电阻,其传递函数为:对于采用LC滤波器的并网逆变器,在并网运行时,电网电压直接加在滤波器中的电容两端,因此此时电容不起滤波作用,可以看作是一个负载,从滤波效果上来说,它等同于单电感滤波器。并且对于被控量选取为电感电流IL的采用LC滤波的并网逆变器,由于有电容的作用,其控制电流IL与实际输出电流Io之间有如下图所示:上式中可以看出,电感电流LI将受到电网电压gU的变化与并网电流0I的影响。所以在控制过程中要参照电网电压的有效值不断调整基准给定的幅值与相位。对于LCL滤波电路,逆变器输出电流与输入电压之间的传递函数可以表示为:对比可知,可以很清楚的看到,在低频时,单L型滤波器与LCL型滤波器的频域响应相同,都是以20dB/dec的斜率进行衰减。但在高频部分,单L型滤波器仍然以20dB/dec进行衰减,但LCL型滤波器以60dB/dec的斜率进行衰减,表明相对于单L型滤波器,LCL型滤波器能够更好地对高频谐波进行衰减。将式中的s用jω代入后可以看出,低频时两式分母中含有ω的项都很小,特别是ω的高次方项,可以忽略不计。因此在低频时,表达式中主要起作用的是电阻部分。而随着ω的不断上升,两式分母中含有ω的项不断增大,特别是含有ω的高次方项,因此在高频段,其主要作用的是分母中含有ω的3次方项。因此在高频段,LCL滤波器是以60dB/dec的斜率进行衰减。对单L型、LC型及LCL型滤波器进行比较。在低频时,三者的滤波效果相同,并且在并网运行时LC型滤波器中的电容只相当于负载,不起滤波作用。而LCL型滤波器对高频谐波的滤波效果要优于单L型与LC型滤波器。数学模型L型滤波器LC滤波器LC滤波器数学模型这里选择电感电流、电容C2电压为状态变量,在三相平衡的情况下列出A、B、C三相的状态方程为:dq轴下的数学方程为:则数学模型为:控制器设计[1-5]解耦控制为[6]:在dq坐标系下的电流状态方程存在交叉耦合关系,为了降低控制器的设计复杂程度,首先要进行前馈解耦控制:引入输出滤波电感电压和负载电压前馈解耦,在电压外环采用输出滤波电容电流和负载电流前馈解耦。当逆变器工作在独立模式时,通过控制逆变器输出LC型滤波器滤波电容上电压使逆变器工作在电压源模式。LC型的控制框图如图。电容输出电压uc与输入电压ui以及负载电流il的关系式如式:将负载电流il当做扰动处理,得出电容电压uc到输入电压ui环节的传递函数:作出上式波特图,图中可看出LC型滤波器的系统为一个典型的二阶系统,在谐振频率处也存在一个很大的谐振峰,在谐振频率处,系统的相位裕度大大降低。逆变器电压电流双环控制根据电流内环控制对象不同,一般可以分为:电压外环电感电流内环控制和电压外环电容电流内环控制。[3]双环控制方案中的电流内环用来增大系统的带宽,提高系统的动态响应水平,电压外环来保证电压质量。为电压指令信号,为电压误差信号,内环电感电流指令信号,为电流误差信号,为调制控制信号,为滤波电感电流,为滤波电容电流,为负载电流,为输出电压,L为滤波电感量,r为等效电阻,C为滤波电容量,G1(s)为电压调节器,G2(s)为电流调节器。Figure21电压外环电感电流内环上图所示控制方案可以在电流内环指令值处增加限幅环节对开关管进行限流保护。但是,由于负载电流扰动在电流内环之外,这削弱了其抗负载扰动的能力。因此可在方案中增加负载电流前馈控制来提高逆变器的抗扰动能力。aα为前馈系数,当其取