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基于L6561高功率因数反激变换器的设计方程
引言
使用L6561芯片的反激变换器的三种不同电路可以认为是一样的。如图1所示。
电路1a和1b是基本的反激变换器。前者临界电流连续工作模式(TM即处于电感电流连续和断续的边界上)运行频率与输入电压和输出电流有关。后者以固定频率运行,使用同步信号,完全与等效于一般基于标准PWM控制器的反激变换器。
图1a 临界模式反激变换器
图1C是最广泛应用L6561完成PFC功能的电路,工作在临界连续模式,但与一般反激完全不同:输入电容很小,输入电压很接近整流的正弦波。此外,控制环路带宽很窄,以至于对出现在输出的两倍电网频率的纹波不敏感。
实际上,该拓扑呈现的高功率因数可以认为是一个额外的优点,但不是因此有吸引力的主要的理由。事实上,, 特别是通用电网,要符合有关线电流THD的EMC规范确实是个挑战。
然而,在低功率范围(这里不使用EMC规范-指谐波电流)某些应用,受益于高PF反激变换器能提供的优点。这些优点归纳如下:
对于给定功率,输入电容小200倍。在整流桥后面,用小尺寸和便宜的薄膜电容代替大的、高成本电解电容。
在重载时效率高,最高可达90%。临界连续保证MOSFET导通损耗低和/或高功率因数减少整流桥损耗。因而,散热器较小。
零件数量少。这减少采购麻烦和装配成本。
此外L6561独特性能在大量使用时有显著优点:
图1b 同步反激图1c 高PF反激
即使在很轻负载时很高的效率:L6561很低的电流消耗减少了启动电阻和自供电源的损耗。基于L6561的高PF反激变换器很容易满足Blue Angel Relation(蓝色天使条例)。
可以使用附加功能: L6561提供过压保护功能,并能够通过ZCD脚实现通/断变换器。
此外,还有些缺点。固有的高功率因数拓扑限制变换器可以适合的应用(AC-DC适配器,充电器,低功率开关电源,等等),还应当知道:
在输出有两倍电网频率纹波,如果要求高功率因数,纹波不可避免。要用很大电容减少纹波。提高闭环速度可在合理低输出纹波和合理高功率因数之间折中。
瞬态响应差:要提供闭环速度要在合理的瞬态响应和合理高功率因数之间折中。
需要很大输出电容量(数千μF,与输出功率有关)。但是,需要便宜的标准电容和廉价高质量元件。实际上, ESR低就可自然达到恰当交流电流能力。此外,在常规反激变换器中,通常也有很大输出电容,这是司空见惯的。
图2 L6561内部方框图
如果输出纹波和瞬态要求严格,需要二次后续调节。但对标准反激也是如此。
在重载时,系统不能适应电网丢失几周期,除非使用更大的输出电容。
以下,将详细讨论高PF反激变换器工作原理和建立用于设计的各种关系。
预先说明
为了得到高功率因数反激变换器工作在临界连续模式方程,给出L6561的内部方框图(参看图2)。而L6561 的详细工作原理,请参看文献【1】。
先作如下假设:
电网电压是优良的正弦波,整流桥是理想的,这样L6561的乘法器输入接收的整流后的电压是整流正弦波(全波):

其中:;Ui-输入电压有效值。-电网角频率;f-电网频率(50或60Hz)。
L6561误差放大器的输出(Vcomp)在给定半周期内是常数。
变压器效率为1,同时线圈之间耦合优良。
忽略ZCD电路延迟,于是电路完全工作在电流临界连续模式。
根据前面两个假设,峰值初级电流是正弦全波的包络:
(1)
根据第三个假设,次级峰值电流正比于初级电流,比例系数为初级与次级匝比:

为简化符号,在以下正弦量的相角用

同时所有与瞬时电网电压有关的量将是θ的函数,代替时间函数。
定时关系
功率开关导通时间表示为
(2)
其中L1-变压器初级电感。
式(2)表示Ton在整个半周期内是常数,与断续模式Boost变换器完全相同。而截止时间是可变得:
(3)(二次侧情况)
其中 Ls-次级线圈电感;
I1p(θ)-次级峰值电流瞬时值;
Uo-变换器的直流输出电压(假定是稳定的);
Uf-输出二极管正向压降。
因为系统工作在临界连续模式,导通时间与截止时间之和等于开关周期
(4)
其中UR=n(Uo+Uf)称为反射电压。
开关频率,所以,随着电网电压瞬时值变化

在正弦波的峰值(sin(θ)=1)达到最小值
(5)
为保证正好工作在临界连续模式,在最低电网电压计算的是式(5)值必须大于L6561内部启动器频率(≈14kHz)。为达到此要求,应适当选择初级电感L1值(不超过以上的限制)。实际上,为减少变压器尺寸,通常选择最小频率远高于15kHz,就是说25~30kHz,或更高,以使得需要的
L1不需要严格的公差。