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RCD吸收计算
一种有效的反激钳位电路设计方法
0 引言
单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易 于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。然而，由于漏感影 响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。由于 RCD 钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合 RCD 钳位更
有实用价值。
1 漏感抑制 变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计 和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。 采用合理的方法，可将漏感控制在初级 电感的 2％左右。
设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满 磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上 更接近垂直关系，耦合效果更好。 初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。
2 RCD 钳位电路参数设计
变压器等效模型
图 1 为实际变压器的等效电路， 励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串 联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递 到副边 ，如果不采取措施 ，漏感将通过寄生电容释放能量 ，引起电路电压过冲和振荡， 影响电路工作性能，还会引起
EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影 响，可在变压器初级并联无源 RCD钳位
电路，其拓扑如图2所示。
图1 实际变压器等效模型
D2k
口匸
/｛（：1）钳位电路

否则会
理：
引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量 ，但不能消耗主励磁电感能量,
降低电路效率。要做到这点必须对 RC参数进行优化设计，下面分析其工作原
当 S1 关断时，漏感 Lk 释能， D 导通， C 上电压瞬间充上去，然后 D 截止， C 通 过 R 放电。
I
(c J 1( •(偏小
MN；
实验表明R或C值越小就会这样，R太小，放电就快,
C太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。
(e) R、("均适屮
(僻卜
图3 钳位电容电压波形
若C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，
见图3(a);
若 C值特别大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将一直保持在副边反
射电压附近，即钳位电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图 3(b)；
若RC值太小，C上电压很快会降到副边反射电压，故在 St开通前，钳位电阻只将
成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图 3(c):
如果RC值取得比较合适，使到 S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，到
下次导通时，C上能量恰好可以释放完，见图 3(d)，这种情况钳位效果较好，但电容
峰值电压大，器件应力高。
第2)和第3)种方式是不允许的，而第 1)种方式电压变化缓慢，能量不能被迅速传
递，第4)种方式电压峰值大，器件应力大。可折衷处理，在第 4)种方式基础上增大电
容，降低电压峰值，同时调节 R，，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电
压，之后RC继续放电至S1下次开通，如图3(e)所示。本人认为此分析清楚地说明
RC放电时间常数要大于开关周期，至少要大于截止时间，也就是 RC振荡频率小于
开关频率。

S1关断时，Lk释能给C充电，R阻值较大，可近似认为 Lk与C发生串联谐振，
谐振周期为TLC=2 n LkC，经过1/4谐振周期，电感电流反向， D截止，这段时
间很短。由于D存在反向恢复，电路还会有一个衰减振荡过程，而且是低损的，时 间极为短暂，因此叮以忽略其影响。 总之，C充电时间是很短的，相对于整个开关周
期，可以不考虑。本人认为这讲的极有道理，开关管截止时间里充电过后就要放电， 所以在实际实验中如果 R太小还没到开关管导通 C
的电已放完了，故出现了一个平台，这时会消耗反射电压的能量， 所以R的取值 一定要使C的放电电压在开关管导通时不小于反射电压 。在进入
到导通时间后c的电压为负值，千万不要认为是某个电压对 c反向充电，本人认为
是开关管导通后呈现的低电位。
对于理想的钳位电路工作方式，见图 3(e。S1关断时，漏感释能，电容快速充电至 峰值Vcmax，之后RC放电。由于充电过程非常短，可假设 RC放电过程持续整个开 关周期。
RC值的确定需按最小输入电压 (但有的书上说是按最大值 ，实际测