CMOS集成温度传感器设计.docx

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CMOS数字集成温度传感器设计包括感温电路、温度调理电路和基准电压产生电路,其中温度调理电路采用最流行的S-A转换型结构,并结合占空比调制型输出特点而设计,并以电流型数字输出,电路结构如图1所示。
图1CMOS数字集成温度传感器结构图


,由一个运放、两个双极型晶体管和若干电阻组成[7]。在标准CMOS工艺中,双极型晶体管采用纵向PNP晶体管[8,9],使其工作在二极管状态,因此,双极型晶体管的B值要求不高。其发射极电流为
I二I-(eq%/kT—1) (1)
S
其中,IS是饱和电流,VBE是基极一发射极正偏电压。
S BE
当VBE»kT/q时,有I〜I-eqVBE/kT,于是有
BE S
V二V-ln(I/1) (2)
BET S
其中,V=kT/q。在图1电路中,运算放大器的作用是在电路处于深度负反馈的情
况下,使A、B两点的电压相等。即VA=VB,由于I1R1=I2R2,并满足
AB 1 1 22
=V+1R (3)
BE1 BE2 23
由式(2)得
二Vln(I/1) (4)
BE1 T1S1
=Vln(I/1) (5)
BE2 T1S2
由此得
1V
I=I= (V-V)=—ln(II/1I) (6)
12R BE1 BE2R1S22S1
33
在纵向PNP晶体管设计中,Q2发射结面积为Q1发射结面积的n倍。所以Q2饱和电流也是Q1饱和电流的n倍。即梟役厂①贝I」
VRR
V一V+1R-V+tiln(—2-n) (7)
ref BE1 11 BE1 RR
31
其中,VBE1是Q1晶体管基极一发射极正偏电压,是一个负温度系数的量,而VT是一个正温度系数的量,通过适当选取电阻R1与R2、R3的比值和n的大小,就可以使Vfref表达式中的正温度系数和负温度系数的作用相互抵消,即获得零温度系数。使Vf不随温度
ref变化,这就是带隙基准原理。
感温电路是根据衬底PNP双极型晶体管E-B结压降Veb的负温度特性⑵和两管E-B
EB
结压降差AVeb的正温度特性⑶,并利用带隙基准原理将两管E-B结压降差AVeb加在电阻EB EB
上,得到随温度成正比的电流信号[4],其核心电路如图2所示的带隙基准电路。图中晶体管Q0〜Q8和Q9〜Q16为相同尺寸完全匹配的二极管连接形式的CMOS衬底PNP双极型晶体管,M20与M9、M10匹配,M21与M12、M13匹配,电阻R2与R1匹配,由M1〜M8构成的二级运放采用共源共栅电流镜结构,Q0和Q1〜Q8的E-B结压降直接作为运放的偏置,自偏置大大降低了电路的工作电流,并节省了元件,,很容易推导得
kT
V一V-V一V-V一——加8 (1)
R1bcEB0EB1q
R1
加8
qR
2)
该电流信号通过完全相同的MOS晶体管M10和M20影射到R2,得到
RkT
V一-——•加8+V (3)
refRq EB9
式(2)中第一项为正温度系数量,第二项VEB9近似为负温度系数量,因此只需选取适当的
EB9
—2与£的比值即可获得稳定的基准电压Vref。将感温电路与带隙基准电路进行一体化设计,既降低功耗、减少芯片面积,又提高电源抑制比PSRR(PowerSupplyRejectionRatio)。为了保证电路正常开启而设计了启动电路(由M15〜M19构成)
图2带隙基准电路原理图
J
11
-AADC电路改进设计
本设计的温度传感器工作温度范围为-40°C〜+140°C,温度变化范围大,而CMOS工艺下数字输出E-A转换器在获得中等精度的同时具有功耗低\占用芯片面积小以及温度变化范围大等特点而适合于本设计中[5],但由于传统的E-A转换器中比较器的上下门限电平是一个随温度变化较大的量,需要复杂的电路进行补偿[6,7],因此利用比较器输出信号加反相器获得互补信号分别控制两对开关以实现对电容C1的充放电和对比较器的两路基准电压进行切换,即控制其高低比较电平切换。开关采用N沟道增强型MOS开关管,,该电路中需要提供正温度系数电流Iptat(ProportionalToAbsoluteTemperature)和负温度系数电流Ictat(ComplementaryToAbsoluteTemperature)以及两个基准电压Vref1和Vref2.
2・3・1PTAT电流产生电路设计
由带隙基准电路原理图2可知,M10上的电流为I 二加8为正温度系数电流,由
R1qR
于M20与M9、M10匹配,M21与M12、M13匹配,因此将该电流影射到M20和M21,即M14上的电流也是正温度系数电流。为了节省元件、减少芯片面积、降低功耗,而采用
PTAT电流电路与带隙基准电路一体化设计,只要用两个NMOS管Mil和M14分别代替
M20和M21即可°PTAT电路原理图如图4所示。该PTAT电流进入下一级S-A调制电路中。
CTAT电流产生电路如图5所示。电路中运放的同向输入端输入信号为来自于带隙基准电路的双极型晶体管(Q9〜Q16)二极管连接形式的VEB正向电压降信号,运放由M22〜EB
M29构成,M23、M24为PMOS差分输入对管,电流镜M25、M26为NMOS管作为输入级负载,同时实现单端化;M29为源跟随输出,其输出信号驱动电阻负载R3(由温度系数小的poly电阻实现),同时连接于运放反向输入端实现电压跟随器功能,则流经电阻R3的电流Ir3=Veb9/R3即为CTAT电流,该电流通过折叠电流镜(M27、M30;M28、M31构成)作为与温度相关的信号进入下一级S-A调制电路中。
OPxMIP
'K20
M22
M30
LI28
M31
Vbias20^
K21
R2
letat
Q1LTQ12,,
M25
K26
R3
Vdd
gnd
宀 BJT
gnd
图5CTAT电流产生电路

带隙基准缓冲输出电路如图6所示,采用NMOS管作为差分输入管是由于作为单级放大器NMOS管能获得比PMOS管更高的增益(n型载流子迁移率大于p型载流子迁移率,
约为3〜4倍),由M44、M45组成;M42、M43为电流镜负载同时实现差分运放双端输入转单端输出;M46为源跟随输出管作为缓冲器;M41、M47构成了运放的偏置电路,同时
M47与M48形成电流镜作为运放的电流沉。运放反相输入端与输出缓冲器M46输出端短接构成电压跟随器结构,因此同向输入端电压Vf(来自于带隙基准电压源)通过电压跟随器ref
后在电阻R4、R5、,并送入下一级S-A
456
调制电路中。
Vdd
M43
M41
W46
M44
lil45
R4
M47
M42
R5
R6
nr
HE
HC
9
-
Hl
Vrefl()
Vref2()
图6基准源缓冲输出电路原理图其整体电路如图7所示。
Vref'
Vref
£
图7CMOS数字集成温度传感器总体电路图

利用CadenceSpectre仿真工具,,电路工作电源电压为5V,25°,电路工作电流小于20卩A,功耗小于100卩W。图8为基准电压发生器电路在三种不同corner下的输出基准电压随温度变化的趋势。在TTcorner,5V电源下,当温度变化范围为-50°C〜150°C时,(%),/°C。在TTcorner,,25°(%)。在各个corner下输出基准电压随电源电压变化趋势见图9所示。
&:FF
i:7
L249呦
L24930

L24890

>
辻240
L2特呦
1,24310
L2479«
图8输出基准电压随温度变化仿真结果
4:SS I:FF
图9输出基准电压随电源电压变化仿真结果
山通过对基准源缓冲器电路进行仿真,其运放作为电压跟随器,闭环增益基本等于1,
- - 110 150
并且随温度变化时输出对输入基准电压有良好的复制,当温度在-50°C〜150°C变化时,输
入输出之间误差小于10“,这个数值的误差可以完全忽略不计。
通过对PTAT电流和CTAT电流电路进行仿真,仿真结果如图11所示。由图可知,PTAT
/°C,受工艺影响,三种corner(TT、SS、FF)下电流偏移
,如图11(a)所示,由于受corner影响较小,图中三条曲线几乎重叠,
25°C时,,如图11(c)所示。
CTAT输出电流随温度的变化约为23nA/°C,如图11(b)所示,三种corner下电流偏移在±,由于受corner影响较小,图中三条曲线也几乎重叠。25°C时,,如图11(d)所示。由以上数据可知,°C,°C。PTAT电流产生电路工作电流小于20卩A,CTAT电流产生电路工作电流小于25卩A。在5V电源下工作,两电路功耗小于225卩W。因此,所设计的温度传感器在-40°C〜+140°°C的测温精度和500卩W的最小功耗。
(b)
(a)三种corner下PTAT电流在-50°C〜150°C变化
(b)三种corner下CTAT电流在-50°C〜150°C变化
25°〜
25°〜
参考文献
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