一种单相非隔离集成升压光伏逆变器 胡雪峰.pdf

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】的内容，可以使用淘豆网的站内搜索功能，选择自己适合的文档，以下文字是截取该文章内的部分文字，如需要获得完整电子版，请下载此文档到您的设备，方便您编辑和打印。:..中国电机工程学报ProceedingsoftheCSEEISSN0258-11-2107/TM《中国电机工程学报》网络首发论文题目:一种单相非隔离集成升压光伏逆变器作者:胡雪峰,汪慧茹,徐晗,费晨进,余振海,林鑫,王琳DOI:-:2023-08-01引用格式:胡雪峰,汪慧茹,徐晗,费晨进,余振海,林鑫,[J/OL].:///-:在编辑部工作流程中,稿件从录用到出版要经历录用定稿、排版定稿、整期汇编定稿等阶段。录用定稿指内容已经确定,且通过同行评议、主编终审同意刊用的稿件。排版定稿指录用定稿按照期刊特定版式(包括网络呈现版式)排版后的稿件,可暂不确定出版年、卷、期和页码。整期汇编定稿指出版年、卷、期、页码均已确定的印刷或数字出版的整期汇编稿件。录用定稿网络首发稿件内容必须符合《出版管理条例》和《期刊出版管理规定》的有关规定;学术研究成果具有创新性、科学性和先进性,符合编辑部对刊文的录用要求,不存在学术不端行为及其他侵权行为;稿件内容应基本符合国家有关书刊编辑、出版的技术标准,正确使用和统一规范语言文字、符号、数字、外文字母、法定计量单位及地图标注等。为确保录用定稿网络首发的严肃性,录用定稿一经发布,不得修改论文题目、作者、机构名称和学术内容,只可基于编辑规范进行少量文字的修改。出版确认:纸质期刊编辑部通过与《中国学术期刊(光盘版)》电子杂志社有限公司签约,在《中国学术期刊(网络版)》出版传播平台上创办与纸质期刊内容一致的网络版,以单篇或整期出版形式,在印刷出版之前刊发论文的录用定稿、排版定稿、整期汇编定稿。因为《中国学术期刊(网络版)》是国家新闻出版广电总局批准的网络连续型出版物(ISSN2096-11-6037/Z),所以签约期刊的网络版上网络首发论文视为正式出版。:..???????2023-08-0108:21:47???????https:///kcms2/detail/:-,汪慧茹1,徐晗1,费晨进1,余振海1,林鑫1,王琳2(,安徽省马鞍山市243032;,江苏省南京市211100)ASingle-phaseNon-isolatedIntegratedStep-upPhotovoltaicInverterHUXuefeng1,WANGHuiru1,XUHan1,FEIChenjin1,YUZhenhai1,LINXin1,WANGLin2(,AnhuiUniversityofTechnology,Ma'anshan243032,AnhuiProvince,China;,HohaiUniversity,Nanjing211100,JiangsuProvince,China)ABSTRACT:Inthephotovoltaicpowergenerationsystem,电池板串联,以提升直流输入电压来满足交流侧输出标准电becausetheACoutputvoltageofthetraditionalsingle-stage压的需求。但是,多组光伏电池板进行串联后容易受到阴影inverterislowerthantheDCsidepowersupplyvoltage,遮挡等现象引起光伏发电效率降低等问题,此外,传统全桥multiplegroupsofphotovoltaicpanelsareusuallyconnectedin逆变器容易产生漏电流,降低系统的安全性能。为此,该文seriesontheinputsidetoincreasetheDCinputvoltageto提出一种集成单相单级式升压光伏逆变器拓扑结构,,同时具有抑制漏电However,aftermultiplegroupsofphotovoltaicpanelsare流的能力,并且避免了桥臂的直通问题,有利于提高系统的connectedinseries,theyareeasytobeshaded,whichleadsto可靠性。分析逆变器的工作原理,调制策略以及稳态特性,problemssuchasthereductionofphotovoltaicpower并对其主要参数进行理论计算和设计。,thetraditionalfullbridgeinverteriseasytoproduceleakagecurrentandreducethe关键词:光伏;逆变器;高增益;,anintegrated0引言single-phasesingle-,随着各国能源政策的调整,,ithasthe发展规模正呈现井喷式增长趋势。与传统的火力发abilitytosuppresstheleakagecurrent,andavoidsthedirect电和其他新能源发电系统相比较,光伏发电系统具problemofthebridgearm,whichisconducivetoimproving有污染小,来源广泛,受地域或地区限制小等特点,,modulation是绿色发电方式之一。在光伏发电装置中,逆变器strategyandsteady-statecharacteristicsoftheinverterare作为电能传输与转换过程的枢纽设备,其性能的好analyzedindetail,、安全性能及其生产效益[1-4]。逆变器根据其拓扑结构中是KEYWORDS:photovoltaic;inverter;highgain;leakagecurrent否存在变压器单元可大体分为隔离型和非隔离型摘要:在光伏发电系统中,由于传统单级式逆变器的交流输两种。隔离型逆变器由于变压器的存在,使系统的出电压低于直流侧电源电压,因此输入侧通常需要多组光伏输入端与电网侧在结构上直接形成电气隔离,可提高系统的安全性与可靠性,同时将导致体积的增大、效率的降低;由于变压器价格昂贵,后期维护基金项目:国家自然科学基金项目(51577002);安徽省自然科学基用费高,导致该类型逆变器大多应用在大功率场合金项目(1408085Me80);安徽教育厅自然科学基金项目(KJ2021A0372)。下。非隔离型逆变器具有体积小、效率高、成本低、ProjectSupportedbyNationalNaturalScienceFoundationofChina[5-7](51577002);ProjectSupportedbyNaturalScienceFoundationofAnhui安装维护简单等优点,得到广泛研究。然而传统ProvinceofChina(1408085ME80);ProjectSupportedbyNaturalScience的非隔离全桥光伏逆变器在运行过程中总会产生mittee(KJ2021A0372).漏电流,从而给系统带来安全性问题。:..ucur2针对以上情况,国内外众多学者提出了一系列图1所提单相非隔离集成升压光伏逆变器能够降低漏电流的结构,如基于五开关逆变器[8]-isolatedintegrated[9]step-upphotovoltaicinverter(five-switch-based,H5)、基于六开关逆变器(six-[10]其中,电感oLb1和电感Lb2为升压电感,将光伏uuswitch-based,H6)、高效可靠逆变器(highlycr电源侧的能量传递至储能电容C上,从而向负载侧efficientandreliableinverterconcept,HERIC)及其相提供能量。电感L1和L2在电路中既有电压钳位的关改进型拓扑结构。这些结构均是通过解耦或钳位?t功能,同时又能起到滤波电感的作用,从而减小滤的方式来限制系统中共模电压的变化,从而降低漏波装置的体积与成本。为方便分析,对电路做出以电流。文献[11]提出一种共地型逆变器拓扑,该拓下假设:所有器件均视为理想元件,不考虑其损耗、扑将直流输入侧的负极直接与并网侧中性点相连,等效阻抗和寄生参数。实现共模电压为恒定常数,。文献[12]在共地型拓扑的基础上采用开关复用本文所提变换器拓扑含有4个功率开关器件,技术,提出一种具有升压能力的共地型逆变拓扑,其中开关管S2和S3在相同半周期内导通或关断,但由于其多个高频开关的存在影响了其变换效率。o而开关管S1和S4工作在另半周期内,因此该变换文献[13]提出一种新型升压电压源逆变器,该逆变器器可以采用单极性正弦脉宽调制(sinusoidalpulse?t具有较宽输入电压范围、低漏电流等特点,但由于widthmodulation,SPWM)统一调制策略。图2(a)其开关器件数量较多,导致其控制复杂,且该逆变给出了所提变换器单极性SPWM统一调制信号波器的输出质量较低。文献[14]提出一种具有零漏电流形图。由于在高频SPWM导通下开关管上产生损的升降压光伏逆变器,但需要较多的有源开关管,耗较高,会影响系统能量转换效率。因此,在单极且任意时刻需要两个开关器件工作在高频状态。性SPWM调制策略的基础上,本文又设计了一种综上所述,为解决输入电压的限制,抑制漏电S基于单极性SPWM1调制策略的混合调制策略,如流的产生,降低控制器设计的复杂度。本文提出一图2(b)所示。其中,三角波uc为调制信号的载波,种集成单相单级式升压光伏逆变器,该逆变器在实频率为20kHz;正弦波ur为调制波,频率为50Hz。?t现逆变的同时具有较好的电压增益,可以限制系统在此调制策略下,在正半周期内,开关管S3保持导中的漏电流,不需要考虑传统全桥式逆变器所存在通状态,开关管S2高频导通或关断;而在负半周期的桥臂直通问题,从而可有效提高逆变器的输出质SS内,开关管S41保持导通状态,开关管4S1高频导通量,降低逆变系统对于滤波装置的要求。此外,所或关断。提逆变器的调制策略灵活、易实现。结果对光伏、S2?t燃料电池等低压可再生能源发电系统的拓扑优化?t与调制技术具有一定的参考价值。?t所提逆变器的拓扑结构如图1所示,主要由光b1Sb2Db2+3(a)单极性统一调制C伏电源Uin、4个电感(Lb1、Lb2、L1、L2)、4个二极管(Db1、Db2、D1、D2)、4个功率开关管(S1、S2、S?tS1PV2S3、S4)、一个储能电容C、滤波装置和负载端组成。Lf1SCf4?tULf2g(b)混合调制图2调制策略图:..DD2SS314LLb2Db2b1L1L2++b1b2LLb2Db2C于单极性统一调制策略,故在本文分析与实验中均b1采用混合调制策略。图3给出了本文所提逆变器在UgLf2LS1PV混合调制下的主要工作模态。1L2+Db11)模态一[t0—t1]:在t0时刻以前,开关管S3C和二极管D2保持导通状态,而开关管S1、S2、S4(e)模态五S1PVS2和二极管Db1、Db2、D1均为关断状态,电感Lb2上DD2CSLf1流过的电流iLb2(t)为零;从S3t0时刻开始,开关管S21f4导通,二极管Db2导通,D2关断,此模态下同时存Lb2Db2Lb1UgLf2LCLf11fL2+Db1CUgLf2(f),L如图3(a)所示。此时,由光伏电(a)模态一Lb2Db2b1源给电感Lb2充电,同时电容C给负载侧正向供电,LCfLf11电感Lb2两端承受的电压为Uin,电流iLb2(t)线性增L2+Db1大,直到t1时刻,模态一结束。在此模态中电流iLb2(t)C可表示为UgLf2S1S2PVDU(1)D2SS31itttLb20()()??Lin4b22)模态二[t1L—t2b]:在1t1时刻,开关管(b)S模态二2断开,二极管D2导通,此模态下同时存在两条电流通路L如图3(b)所示。此时,由光伏电源和电感CLb2同时Lb2L2Lf1+1DfDb2b1提供能量给电容C充电,而电感L2则通过二极管CD2、开关管S3进行续流。电感Lb2两端承受的电压UgLf2S1为U?U,电流i(t)线性减小,并在PVt时刻减少inCLb22至零,模态二结束。在此模态中电流iLb2(t)表示为(c)模态三(2)itttitLb21Lb21()()()???UUinC?Lb23)模态三[t2—t3]:在t2时刻,由于电感CLb2上Lf1f的电流iLb2(t)已线性减小至零,导致二极管Db2关断,光伏电源不再向电容C供电,所以此模态下仅UgLf2存在一条电流通路,即电感L2通过二极管D2、开关管S3续流,如图3(c)所示。到t3时刻,模态三结束。在此模态中电流iLb2(t)表示为(d)模态四(3)itLb2()0?4)模态四[t4—t5]:在t4时刻前,开关管S4和二极管D1保持导通状态,开关管S1、S2、S3和二极管Db1、Db2、D2均为关断状态,电感Lb1上的流:..iiLbLbCCMDCMDCM4?t?t过的电流iLb1(t)为零;从t4时刻开始,开关管S1导(discontinuedmode,DCM)和混合模式(discontinued通,二极管Db1导通,D1关断,此模态下同时存在-continued-discontinuedmode,M-DCM,两条电流通路如图3(d)所示。此时,由光伏电源给以下简称DCD)。两种工作模式的电感电流波形图iLbi电感Lb1充电,同时电容C给负载侧正向供电,电如图4所示。LbTTs感Lb1两端承受的电压为Uin,电流iLb1(t)线性增大,当逆变器工作在DCM模式下时,在正半周期s直到t5时刻,模态四结束。在此模态中电流iLb1(t)内其工作模态顺序按照模态一至模态三循环变换;tttontoff表示为在负半周期内按照模态四至模态六循环变换。当逆onoffitULttLb1inb14()/()??(4)变器工作在DCD模式下时,在正半周期内DCM阶5)模态五[t5—t6]:在t5时刻,开关管S1断开,段依旧以模态一至模态三循环变换,在连续导通模二极管D1导通,此模态下同时存在两条电流通路式(M)以模态一至如图3(e)所示。此时,由光伏电池和电感Lb1同时模态二循环改变;在负半周期内的DCM阶段依旧提供能量给电容C充电,电感L1则通过二极管D1、以模态四至模态六循环变换,在CCM阶段内以模开关管S4进行续流。电感Lb1两端承受的电压为态四至模态五循环改变。UC?Uin,流过的电流iLb1(t)线性减小,并在t6时刻减少至零,模态五结束。在此模态中电流iLb1(t)可表示为tttt?tttt?t(5)0123012itttitLb15Lb15()()()???UUinC?Lb16)模态六[t6—t7]:在t6时刻,由于电感Lb1上的电流iLb1(t)已线性减小至零,导致二极管Db1关(a)DCM(b)DCD断,光伏电源不再向电容C供电,所以电路中仅存图4两种工作模式电感电流图在一条电流通路,即电感L1通过二极管D1、,如图3(f)所示。到t7时刻,模态六结束。(t)可表示为根据逆变器的模态分析,采用基尔霍夫电压定itLb1()0?(6)律(kirchhoffvoltagelaw,KVL)分析可以得出一个交每个交流输出波形的正半周期内,所提变换器流输出波形周期内功率开关管(S1、S2、S3、S4)上承按照模态一至模态三进行循环,每个交流输出波形受的最大电压应力和二极管(Db1、Db2、D1、D2)上的负半周期内,所提变换器按照模态四至模态六进承受的最大电压应力分别为行循环。表1为所提变换器在每个模态下开关管和?UUUS1_maxS2_maxC??二极管的具体导通与关断情况,并采用二进制逻辑??UUUS3_maxS4_maxg??变量来表示各功率器件状态。?(7)?UUUD1_maxD2_maxC??表1不同模态下的开关管和二极管状态表?UUUU????Db1_maxDb2_maxCinTable1Switchanddiodestatetableunderdifferentmodes式中:UC为电容C上的电压;Uin为光伏输入电压。工作模态S1S2S3S4D1D2同时,根据逆变器模态分析,采用基尔霍夫电流定一011000律(kirchhoffcurrentlaw,KCL)分析可以得出一个交正半二001001周期流输出波形周期内功率开关管(S1、S2、S3、S4)上承三001001四100100受的最大电压应力和二极管(Db1、Db2、D1、D2):断续导通模式:..CD2CS4CD1Lb1Lb2ABL1L2+CDb1CCS15PV?iiS1_maxLb1_max???iiS2_maxLb2_max?CD1NCS4?LL?iiiS3_maxS4_maxo_max??Ab1b2(8)CLf1?fBiiiD1_maxDb1_maxLb1_max??LL?1C2+?Db1CiiiD2_maxDb2_maxLb2_max??PUgLf2?CS1CS2式中:iLb1_max为电感Lb1流过的最大电流;iLb2_maxPV(a)模态一等效电路L1为电感Lb2流过的最大电流;io_max为输出电流最ACD1CS4大值。+ABCfLf1图5为逆变器的共模等效电路。图中:UCgPV为光DCL/ACLb1LUgL21Cb2CDb2+伏电池板输入侧对地的寄生电容;Zg为电网侧中性Db1L2PVBCUgLf2点到输入侧对地点的等效串联阻抗;L1和L2为并网CS1CS2侧等效电感;UPV为光伏电池板直流母线电压,icmPV(b)模态二等效电路为逆变器流过的共模电流。NN+CLff1CgZgicmUgLf2(c),当变换器工作在工频负半周期时,系统由图5可可知,光伏系统中的共模电压UCM、中总共模电压UCMV可以表示为:差模电压UDM和总共模电压UCMV分别为:UUANBN(14)?UCS3UUUCMVCMC????22UUANBN?(9)UCM?2本文采用混合调制时,开关管S3和S4均工作UUUDMANBN??(10)在工频状态,其寄生电容两端没有高频电压变化,所以逆变器在正、负半周期内的漏电流均可得到有(11)LL21?UUUCMVCMDM??*2()LL12效抑制。?通常情况下,电感L1和L2的取值相近或相等,2相关参数分析与计算所以光伏系统的总共模电压UCMV可近似表示为:由于本文所提逆变器在结构上具有对称性,因UUCMVCM?(12)此在相关参数的分析与计算中,均以正半周期内的以正半周期为例,考虑功率器件寄生电容对所主要工作模态来进行分析与计算。提逆变器影响,。当逆变器工作在DCM模式下时,此时电感Lb2由图6可知,UAN=UC,UBN=UC?UCS4。当电路上流过的电流iLb2的波形如图4(a)所示。由于电流工作在任一模态时,系统中总共模电压UCMV为:iLb2的波形变化为线性变化,此时可根据伏秒平衡UUANBN(13)?关系可知:UCS4UUUCMVCMC????22UUU?(15)LLinttonoff?inCb2b2式中ton?mTs|sin(?t)|。由式(15)可以得出时间toff的:..8R??5066f?20kHz表达式为:电压增益GDCM所能达到的合理应用范围为图7中(16)绿色至蓝色所在区域,而红色及周边区域所对应的tmTt?Uinsin()?G4offsUUCin?电压增益范围一般难以应用在实际场景中。忽略变换器中其他元件上的能量损耗,电感Lb2图8为所提逆变器DCM模式下电压增益GDCM上流过的电流iLb2应满足条件IiLb2Lb2?。其中,iLb2与电感Lb、调制比m之间关系的三维曲面图。为电感电流iLb2在区间[t0,t3]内的平均值,ILb2为电由图8可知,在当前参数条件下,减小升压电2感Lb2上流过的平均电流值。感Lb或增大调制比m时,逆变器的电压增益均会同时,假设输入端所提供的功率全部传递至负6增大。同理,在DCM条件下的电压增益GDCM所载端,则有UinILb2?Uo2/R,其中,Uin为光伏电源的能达到的合理范围也为图8中绿色至蓝色所在的中平均电压值,Uo为负载端电压有效值。由于电感电间区域,而红色及周边区域所对应的电压增益范围05流在其上升过程中为线性增大,在下降过程中为线也通常不会实际应用中选择使用。性减小,因此iLb2可表示为:当逆变器工作在DCD1模式下,,故可以将其在=?(17)???t0donoff2TDCM阶段时间内对电容C的充电所释放的能量忽?s式中ILP为开关管S2导通时间ton内,。3f=(17)可得:()?(18)RUTLooninonoff?,所以根据伏秒平衡原理可以得出:1tonUC?图8电压增益GDCM与升压电感Lb和TsUo,再根据sin(?t)有效值近似为2/2,可得DCM调制比m三维曲面图模式下所提逆变器电压增益GDCM为:,boostinductanceLbandU22mR(19)modulationratiomGDCM????o(11)ULfinb2s4略不计,M阶段时间内对电200b2图7为所提逆变器DCM模式下电压增益GDCM感C进行充电,假设D为电感L的总充电时间,1b2与交流侧等效负载电阻R、调制比m之间关系的三D2为电感Lb2的总放电时间,则一个输出周期的在150维曲面图。正半周期内D可表示为D?m,D可表示为112D2?1?m,在理想状态下,,,因此有:(20)???(1)R/?(21)??(20)、(21)可以得出,,loadresistanceRandUm(22)GDCD??Umo1?modulationratiomin图9为所提变换器在DCD模式下的电压增益由图7可知,在当前参数条件下,增大电阻RGDCD与调制比m之间的关系曲线。或增大调制比m时,逆变器的电压增益均会增大。但由于实际应用条件的约束,调制比m的取值范围一般在区间[,]之间,因此在DCM模式下的:..1086G427由于sin(?t)的取值范围为[0,1],故升压电感Lb20的取值应满足:(28).??2Pfo综上,电感Lb2的临界取值为mUin2/2Pof,同理可得电感Lb1的临界取值为mUin2/2Pof。同时电感的m取值越小,逆变器的电压增益越大,稳态响应速率图9电压增益GDCD与调制比m之间的关系曲线图越快,但也会导致电容C上产生的电压纹波越大。,当调制比m<,电压增益所提变换器在工作中产生的损耗根据器件的GDCD<1,此时逆变器不具有升压功能,当调制比不同主要分为开关管损耗、二极管损耗、电容损耗和电感损耗4个部分[15-16]。m>,会严重影响开关器件的使用寿命,因此调制比m的合理取值范围在区间[,]之间,而1)开关管损耗。此时变换器的电压增益范围约为[,4],对比于在变换器工作中,由开关管器件产生的损耗又DCM模式下的电压增益可以看出,所提逆变器工可细分为导通、关断以及通态损耗。将开关管在其作在DCD模式下的所能得到的最大电压增益第i次导通期间内产生的损耗记为WSon(i),如下:GDCD_MAX小于工作在DCM模式下的最大电压增益(29)WiUiitiUIitiSoniLonriRMrr()()()()()??12GDCM_MAX。:iLon(i)为第i次导通过程中开关管上流过电流以交流输出波形正半周期内的升压电感Lb2为值;tr(i)、trr(i)分别为第i次导通过程中电流的上升例,当变换器进入稳定工作状态后,假设其电感Lb2时间和第i次关断过程中的反向恢复时间;IRM(i)工作在DCM与DCD模式的临界条件,即在每个高为反并联二极管关断时间trr(i)内流过的最大电流频开关周期的结束时,电感Lb2上的电流iLb2刚好值;Ui为直流输入电压。如果开关管在一个周期T降至零,此时满足:内导通的次数为NS,产生的导通总损耗记为PSon,则WSon(i)与PSon之间的关系可表示为?itLb23()0??(23)????itLb23()0?1NS(30)PWiSonSon?T?1()因此,电流iLb2的平均值ILb2应满足:将开关管在其第i次关断期间内产生的损耗记?iLb2(24)ILb2?2为Wsoff(i),如下所示:同时,根据图4(a)所示电感工作原理可以得出15tifr2()电感Lb2上流过电流的变化量ΔiLb2为WiUiiUiiiSoffiLFRL()()()()???2()()6titi?frf[()]/[()()]titi