二相位误差的概念.doc

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手机中的PhaseError问题
大纲:本文对相位偏差的看法作了简单介绍,总结了工作中的一点经验,希望能给Analyzer和相关人员解析时供给一点帮助。
要点词:相位噪声、杂散
:
在实质的通讯系统中,任何信号的频谱都不是绝对纯净的,总是或多或少的存在噪声,它们根源于非线性产生的相关寄生信号和系统内部产生的非相关噪声,信号质量所以而变坏,严重时可能造成通讯中断,常常会成为整个系统的限制要素。
:
一个理想的正弦信号可以表示为:utVcosoto,在时域中它是一个正弦波,用示波器可以察看到如图一的波形。在频域中它是一根纯净的谱线,如图二。
V

A
t
o
图一
图二
实质的正弦信号常常带有寄生调幅和寄生调相,可以表示为:
utV1
tcosot
r
t
t
是瞬时幅度起伏;
r
t是瞬时相位起伏。平时
t1,且简单除掉(如通
过限幅器)
所以:utVcos
ot
r
t
(1)
因为瞬时频率是瞬时相位对时间的导数,所以
rt
的变化将会引起信号频率和相
位的起伏,称为信号有对于理想信号的相位偏差。如图三,这些相位起伏在频域中表现为分布在载频周边的噪声边带和杂散。在时域中表现为有对于理想信号的零交织变化,如图四。
A
杂散
V
相位噪声
图三
图四
t
与信号的相位起伏相对应的相位偏差如图五:
t
信号的相位轨迹偏离理想信号的相位轨迹,可以用两部分来描述。倾斜部分可由
图五
t
rt就是频率偏差。除掉频率偏差引
一条直线表示,它是频率偏差引起的,其斜率
t
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起的相位变化,剩下的随机起伏部分是相位偏差,它的最大值称为峰值相位偏差,均方根值称为均方值相位偏差。
GSMTx要求:频率偏差90HzGSM
180HzDCS
峰值相位偏差20
均方值相位偏差5
rt一般由直流重量o
lim1
T
T

T
rtdt、噪声nt和杂散sicossitsi组
0
成。
因为噪声和杂散ntscossts平时较小,当杂散成份只有一项时(1)式可
以表示为:utVcosotontscossts
Vcosotontscosstssinoto
此中杂散一项:Vscosstssinoto
1Vssinotosssinotosts
2
所以,杂散可以分解为一对对称边带,相当于频率为s的信号对频率为o的正
弦信号调相。
随机相位噪声nt可以看作是无穷多个正弦信号的叠加。所以,以上结果相同可以用于nt。因为nt是随机的、非周期的,相位噪声边带会连续地分布在载频的两边。
:
:
相位偏差是对信号纯度的胸襟,它源于系统的噪声和杂散。
噪声主要有三种,热噪声、散弹噪声和低频(1/f)噪声,它们都呈高斯型分布。
热噪声是电子随机运动产生的瞬时电流扰动,导体的有效热噪声功率为:
PnkTB。k是波尔兹曼常数;T是导体的绝对温度;B是噪声带宽。
散弹噪声是因为有源器件中的电流不光滑和不连续造成的电流脉冲扰动。散弹噪
声电流的均方根值为In2qIB。q是电子电荷;I是直流电流;B是噪声带宽。
低频(1/f)噪声的噪声谱密度随频率的降低而增大。在半导体器件中1/f噪声的主要根源是资料的表面特征。
杂散:又称非谐波相关失散边带,它可能是由外面或内部辐射,被系统接收后跟着频率变换,落入工作频带,也可能是电源或频率合成过程中产生的。
:
:
is
PD
LPF
VCO
s
Fs
Kvs
o
Kd
os
DIVIDER
N
N
图六是锁相环路的线性模型,图六Kd为鉴相器的增益、Fs为低通滤波器的传达函数、Kv是VCO的压控矫捷度、N为程序分频器的分频比。其传达函数为:
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开环传达函数:
Hos
o
s
KdKvFs
s
s
i
os
KdKvFs
Hos
闭环传达函数:
Hs
s
is
KdKvFs
Hos
1
1
N
sN
因为环路滤波器Fs都是低通滤波器,所以Ho
s是一个单减函数,所以Hs的
频率特征为:当频率
0时,Hj
N;当频率
时,Hj
0,如图
七。Hj
n
图七
锁相环对输入相位信号呈低通特征,环路的自然谐振频率
n由闭环传达函数
Hs的极点决定。
假设:环路的相位颠簸很小,环路满足线性条件;各噪声源是统计独立的,叠加
原理成立。典型环路的噪声模型如图八。
PD
Vnps
VCO
os
is
Kd
FsKvs
M
nvs
nds
os
N
N
图八
环路对各噪声源的响应为:
os
is
s
Hos
1
(2)
M
nd
nps
nvs
Hos
Hos
1
1
Vnp
s
N
N
(2)式中
,环路对第一项中的噪声呈低通特征,是环路对分频
np
s
Kd
器噪声
nd
s、信号源噪声
is和鉴相器噪声电压Vnps的响应。比方对分频器的
噪声nd
s,传达函数为:HDs
os
Hos
。频率响应为:当
n
nds
Hos
1
N
时,HD
j
Ho
j
;当
n时,HDj
N,如图九。分频器落在环路带宽
内的相位噪声被经过,带外的噪声被克制。
HDj

N

Hoj
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n

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图九
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环路对第二项中的噪声呈高通特征,是环路对
VCO的相位噪声
nvs的响应,
其相位传达函数为:
HVs
os
1
。频率响应为:当
n时,
nvs
Hos
1
N
HVj1;当
n时,HVj
N
。VCO落在环路带宽内的相位噪声被
Hoj
克制,而带外的噪声被经过。
HVj
N
1
Ho
j
n
图十
可见,因为N分频器的存在,使VCO落在环路带内的相位噪声增添了20logN,所以,一定选择适合的N,这也是采纳小数分频的原由。
:
非线性器件的输入输出关系可以表示为:uota1uita2ui2ta3ui3tai由非线性器件决定。
若输入两个频率为
1和
2的信号,ui
t
Asin1t
Bsin
2t,则输出为:
uotsin1t
cos2
1t
sin3
1t
sin
2t
cos2
2t
sin3
2t
cos
21
t
cos2
1
t
sin
2
2
1t
sin
2
2
1t
sin2
2
1t
sin2
2
1t
cos2
2
2
1
t
cos22
1t
产生了很多无用的频率重量,假如这些频率重量凑近实用信号,将落入信号通带内,难以滤除,成为信号的相位杂散。
:
:Sf可以证明,振荡器的的双边相位噪声谱密度
如图十一所示:
低于fa的部分的相位噪声由1/f噪声和叠加

-9dB/倍频
-6dB/倍频
噪声决定,高于fa的部分由叠加噪声决定(见参照资料3)。当考虑VCO的压控电抗元件的作用时,它将使VCO的噪声明显恶化,这类现象发生在使用非线性调谐元件(如变容二极管)的VCO中。

0dB/倍频
fa
fo
f
2Q
图十一
一般,PLL输出信号的频谱如图十二所示。手机用110xxx#12xx#40#命令开发射,调整频谱解析仪的SPAN、VBW和RBW,可以察看到。
A
带内噪声
VCO的噪声
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PLL的带内噪声:当手机PLL带内相位噪声较大时,均方根值相位偏差(PHR)
较大,在频谱解析仪上表现为较高的带内相位噪声功率。因为它是PLL的带内噪声,发射功率对它的影响不大。对Tx,在时域上(用HP8922的PHASEFRQ→PHASEERR功能可以察看到)表现为在整个时隙内的相位颠簸较大。主若是分频器、鉴相器
(包含充电泵)或滤波网络的问题引起的。
VCO的相位噪声:
手机VCO的相位噪声较大时,平时峰值相位偏差(PHP)较大。在时域上表现为较大的瞬时相位颠簸(平时出此刻VCO起振的开始一段时间内),一般与信道相关(与频率相关),可以经过比较高低信道的Phaseerror来判断。VCO引起的Phaseerror多为VCO的暂态特征不好或选频网络Q值低,特别是变容二极管的Q值低造成的。
:
当放大器工作在大信号状态时将表现明显的非线性,产生很强的相位杂散。所以
放大器造成的相位偏差应发生在大功率工作状态时。实质上主要发生发生在PA级,特别当PA被激励进入饱和状态时,会造成较大的相位偏差。可以在最大功率状态使用
310#开发射,丈量PAC的12脚电压,看PA能否饱和。一般是因为PA及其般配网
络、PAC等相关电路引起的。
:
电源的颠簸将会对信号产生寄生调相。考虑电源颠簸为utAcost的单音,
则寄生调相的相位totkputotkpAcost,o是实用信号频率。可见相移
t随电源颠簸幅度A的增添而增添。所以,当电源颠簸幅度较大时,可能会造成信号
峰值相位偏差过大。相移t的变化频率,随电源颠簸频率的增添而增添。所以,当
电源颠簸幅度适合,而较高时,可能会造成信号均方根值相位偏差过大,但峰值相
位偏差可能其实不大。相位偏差在时域上如图十三,是在HP8922上看到的波形,过高的
尖峰是电源抖动引起的。对Kramer及相同电路形式的其他手机,主要由5V电源的纹波和5V→-5V电源变换中产生的开关脉动电压引起的。
度
图十三

PHASEFRQ
PHASEERR
t
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:
以上对相位偏差及其在手机发射机中的表现做了简要介绍,但在接收机中也存在相同的信号频谱纯度问题。比方,假如接收机本振信号纯度不好,将会以致误码。其实HP8922在测手机接收信号质量时,测的就是信号的相位和频率偏差。
参照资料:1。SOURCESBASICSAgilent

(理论与设计)(美)维迪姆。迈纳赛维奇
(美)

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