确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法 图文.doc

确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法_图文关键字:准谐振反激式变换器Quasi-Resonant准谐振flybackconverter反激式变换器准谐振反激式变换器(FlybackConverter由于能够实现零电压开通,减少了开关损耗,降低了EMI噪声,因此越来越受到电源设计者的关注。但是由于它是工作在变频模式,因此导致诸多设计参数的不确定性。如何确定它的工作参数,成为设计这种变换器的关键,本文给出了一种较为实用的确定方法。近年来,一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC,例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。正如这些公司宣传的那样,在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术,既可以实现开关管的零电压开通,从而提高了效率、减少了EMI噪声,同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。因此,准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。但是,由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化,这就给设计工作(特别是变压器的设计造成一些困难。本文将从工作频率入手,详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数:最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。准谐振反激式变换器的工作原理图1是准谐振反激式变换器的原理图。其中:LP为初级绕组电感量,LLEAK为初级绕组漏感量,RP是初级绕组的电阻,CP是谐振电容。图1:准谐振反激式变换器原理图。由图1可见,准谐振反激式变换器与传统的反激式变换器的原理图基本一样,区别在于开关管的导通时刻不一样。图2是工作在断续模式的传统反激式变换器的开关管漏源极间电压VDS的波形图。这里VIN是输入电压,VOR为次级到初级的折射电压。图2:断续模式的反激式变换器的开关管漏极电压波形由图2可见,当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位,在开关管的漏极出现正弦波振荡电压,振荡频率由LP、CP决定,衰减因子由RP决定。对于传统的反激式变换器,其工作频率是固定的,因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底。可以设想,如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通,如图3所示,那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通,这必将减少开关损耗,降低EMI噪声。实现这一点并不困难,只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现,以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管,就能达到目的。这实质上就是准谐振反激式变换器的工作原理,前文提到的几种IC均能实现这个功能。由此带来的问题是其工作频率是变化的,从而影响了其它设计参数的确定。设计参数的确定设计反激式变换器,通常需要确定以下参数:fS:变换器的工作频率;IPMAX:初级绕组的最大峰值电流;VINMIN:最低直流输入电压;图3:准谐振反激式变压器的开关管漏极电压波形LP:初级绕组电感量;VOR:次级到初级的折射电压。对于工作频率fS恒定的反激式变换器,以上参数可以通过输入输出指标以及选用的相关元器件等信息来确定,这个过程比较简单。但是,对于准谐振反激式变换器,上述过程就比较复杂,这是因为在准谐振模式下,工作频率fS是变化的,fS变化了,IPMAX和LP也就无法确定,整个设计似乎是无从下手,这正是本文所要解决的问题。首先详细分析一下准谐振反激式变换器的工作周期。图3是准谐振反激式变换器的MOSFET的漏极电压在一个工作周期内的波形。由图可见,准谐振模式的工作周期由三部分组成:TON、TOFF、TW。当开关管导通时,初级绕组(感量为LP有电流流动,这个电流将以斜率VIN/LP逐渐增大。当电流达到预定的最大值IP时,控制器将关断开关管。因此,开关管的导通时间TON可由等式(1确定:开关管关闭后,存储在变压器中的能量将被传递到次级绕组。TOFF代表了次级绕组释放能量的过程,其值可由等式(2确定:其中,LS:次级绕组电感量,IPS:次级绕组峰值电流,VOUT:输出电压,VDS:输出整流二极管的压降。设变压器初次级绕组的匝比为N,即:则存在以下关系:将(4、(5、(6式代入(2式可得:当次级绕组中的能量释放完毕之后,次级绕组将停止导通,初级绕组上的折射电压VOR也将消失。由于初级电感量LP和开关管漏极电容CP以及电阻构成一个RLC谐振电路,因此折射电压将按等式(8变化:其中,a=RP/(2*LP,是衰减因子,是谐振频率。由此可得开关管的漏极电压为:观察(9式可知,当时,VDS(t具有最小值。解方程(10可得:该值就是我们要求的TW,即:至此就可得出准谐振反激式变换器的一个完整工作周期为:则其工作频率:另外,对于反激式变换器还存在以下的功率传递等式:式中:POUT为输出功率;η为变换器的效率。对(14式进行整理可得: